احمد قدیری محمدرضا علیزاده پهلوانی 1- دانشجو کارشناسی ارشد دانشگاه جامع امام حسین 2- دانشیار دانشگاه صنعتی مالک اشتر.

Transcript

1 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir یک مبدل جدید dc-dcافزایندهولتاژ بدون ترانسفورماتور قابل تنظیم با تنش ولتاژ پایین کلیدها. در این مقاله یک مبدل جدید dc-dc احمد قدیری محمدرضا علیزاده پهلوانی - دانشجو کارشناسی ارشد دانشگاه جامع امام حسین - دانشیار دانشگاه صنعتی مالک اشتر aghadiri@ihu.ac.ir نام ارائهدهنده: احمد قدیری خالصه افزاینده ولتاژ قابل تنظیم با بهره انتقال ولتاژ باال و کاهش استرس ولتاژ روی نیمههادی پیشنهادشده است. در توپولوژی پیشنهادی از پیکربندی ورودی موازی و خروجی سری برای به دست آوردن بهره ولتاژ بسیار باال بدون استفاده از چرخه وظیفه بسیار بزرگ استفادهشده است. این مبدل پیشنهادی نهتنها میتواند بهره ولتاژ بسیار باال با کاهش تعداد اجزا به دست بیاورد بلکه استرس ولتاژ را روی هر دو کلید فعال و دیودها را کاهش میدهد. این امر اجازه میدهد که ماسفت ها و دیودهای با نرخ ولتاژ پایینتر انتخاب شوند تا تلفات کلید زنی و هدایت کاهش یابد. عالوه بر این با توجه به تعادل شارژ خازنهای بالک کننده مبدل ویژگی اشتراکگذاری جریان یکسان برای دو فاز برای حالت افزایش ولتاژ بدون هیچ مدار اضافی یا روش پیچیده کنترلی ارائه میدهد. اصول است. در آخر برخی از نتایج شبیهسازی برای اثبات قابل پیادهسازی بودن مبدل پیشنهادی ارائهشده است. عملکرد و بررسی حالت پایدار برای مقایسه با سایر توپولوژیهای افزاینده جدید ارائهشده کلمات کلیدی: اشتراکگذاری یکسان جریان خودکار مبدل بسیار افزاینده استرس ولتاژ پایین بدون ترانسفورماتور افزاینده ولتاژ.. مقدمه کمبود جهانی انرژی و تغییرات زیستمحیطی شدید منجر شده است تا منابع انرژی تجدید پذیر و پاک مانند سلولهای خورشیدی و فزایندهای مدنظر قرار گیرد. بااینحال به خاطر ولتاژ ذاتی پایین این منابع مبدلهای افزاینده ولتاژ ضروری هستند. پیلهای سوختی بهطور مبدل افزاینده معمولی و مبدلهای کاهنده- افزاینده باعث میشوند با یک ضریب وظیفه بزرگ راندمان کلی کاهش یابد] [ بهطور کامل نمیتواند نیازهای کاربردی را برآورده کند. عالوه بر این ضریب وظیفه خیلی بزرگ نتها باعث ضربه ولتاژ و افزایش تلفات هدایت میشود بلکه باعث ایجاد مشکالت بازگشت معکوس دیود میشود], مقاالت مروری توپولوژیهای بسیاری برای ارائه بهره ولتاژ باال بدون افزایش فوقالعاده زیاد ضریب وظیفه وجود دارد] [. 3[. بر اساس مبدل فالی بک dc/dc ساختار ساده مجزا با بهره ولتاژ خیلی زیاد دارد اما کلید فعال این مبدل به خاطر تنش ولتاژ زیاد ناشی از اندوکتانس پراکندگی مبدل آسیب میبیند. برای بازیابی انرژی اندوکتانس پراکندگی و کاهش آسیبهای ناشی از تنش ولتاژ زیاد کلید فعال استفاده از تکنیکهای بازیابی انرژی مطرحشدهاند] 5-7 [. برخی از

2 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir مبدلهای جدا ولتاژی موجود مثل مبدلهای تغییر فاز تمامپل بهره بیشتری را با افزایش نسبت تبدیل مبدل به دست میآورند. متأسفانه ریپل زیاد جریان ورودی حداکثر توان خروجی را کاهش میدهد و عمر استفاده از خازن الکترولیتی ورودی را کاهش مییابد. افزایش ظرفیت خازنهای الکترولیتی ورودی ضروری است تا ریپل جریان ورودی را کاهش یابد. عالوه بر این تنش ولتاژ دیود خروجی بسیار بیشتر از ولتاژ خروجی است که باعث کاهش راندمان مدار در برنامههای با ولتاژ خروجی باال میشود. سایر مبدلهای جدا جریانی مانند مبدل کلمپ فعال افزاینده دوتایی و مبدل کلمپ فعال افزاینده تمامپل] 8, 9[ میتوانند راندمان باال و نسبت تبدیل ولتاژ باال به دست بیاورند. بههرحال باید عملیات راهاندازی این مبدلها بهطور جداگانه مدنظر قرار گیرید. بعالوه هزینهها به خاطر اجزا زیاد قدرت باال و سنسورهای جدا یا فیدبک های کنترلی موردنیاز افزایش مییابد. بهمنظور کاهش قیمت سیستم و بهبود راندمان استفاده از مبدلهای dc/dc یکپارچه راهحل مناسبی است] 0, [. مبدلهای مبتنی بر کلید زنی خازنی که در] -5 [ مطرحشدهاند راهکارهایی برای بهبود راندمان تبدیل و به دست آوردن نرخ تبدیل ولتاژ باال ارائه میکنند. متأسفانه مبدلهای مبتنی بر کلید زنی خازنی مرسوم موجب میشوند که کلید از جریان گذرا باال و تلفات هدایت باال رنج ببرد. بعالوه تعداد زیادی سلولهای کلید زنی خازنی موردنیاز برای است برای به دست آوردن نسبت تبدیل افزاینده خیلی زیاد که پیچیدگی مدار را افزایش میدهند] 6 [. بااینوجود مطالعه اخیر درباره راندمان انرژ ی مبدلهای کلید زنی خازنی که در منبع] 7 [ارائهشده است نویسندگان ارائهکننده برخی از قوانین افزایش باالی راندمان مدلهای کلید زنی خازنی را بر اساس تجزیهوتحلیل ارائه کردهاند مبدلهای بر اساس سلف تزویج راهحل دیگری برای افزایش بهره باال هستند زیرا از نسبت تبدیل سلف تزویج میتوان برای افزایش بهره ولتاژ استفاده کرد] 8-0 [. بااینحال با بهکارگیری مبدلهای یک مرحلهای یکفاز بر اساس سلف تزویج ریپل جریان ورودی بهطوری نسبی موجب کاهش عمر مفید خازن الکترولیتی ورودی میشود. به همین ترتیب یک خانواده از مبدلهای بسیار افزاینده با سلفهای تزویج سیمپیچی شده در] -3 [ پیشنهادشدهاند. از کلمپ فعال یا مدار کلمپ پسیو بدون اتالف برای عملیات کلید زنی نرم استفاده میشود. بهطور متناوب برخی از مبدلهای بسیار افزاینده با سلفهای تزویج ساده برای ساخت مدارات فشردهتر معرفیشدهاند], 5[. دو برابر کننده ولتاژ تعویض شده] 6 [ برای اصالح کلی ضریب قدرت خطی باقابلیت اشتراکگذاری خودکار جریان و کاهش تنش کلید اصلی برای افزایش راندمان خطی پایین پیشنهادشده است. بااینحال بهره ولتاژ بهاندازه کافی بزرگ نیست و تنش ولتاژ دیود بسیار بزرگ است] 7 [. برای دستیابی به نسبت تبدیل ولتاژ باالتر و کاهش تنش ولتاژ کلید و دیودها مبدل افزاینده] 8 [ و مبدل بسیار افزاینده] 9 [ پیشنهادشده است. این مبدلها میتوانند نسبت تبدیل ولتاژ باالتری را ارائه دهند. متأسفانه تنش ولتاژ دیودهای موجود در این مبدلها نسبتا زیاد است. در این مقاله یک توپولوژی افزاینده ولتاژ قابل تنظیم بدون ترانسفورماتور جدید پیشنهادشده است. این ساختار مبدل افزاینده دو فاز برای دستیابی به بهره ولتاژ باال و همچنین قابلیت اشتراکگذاری جریان خودکار یکسان را ادغام کرده است. عالوه بر این تنش ولتاژ کلیدهای فعال و دیودها در مبدل پیشنهادی میتواند بهشدت کاهش یابد تا راندمان تبدیل بهطورکلی افزایش یابد.. اصول عملکرد مبدل پیشنهادی برای مشاهده راحتتر در ابتدا مبدل افزاینده دو فاز بااتصال ورودی موازی و خروجی سری در شکل (a) نمایش دادهشده است. توپولوژی مبدل پیشنهادی اساسا از مبدل تقویتکننده دو فاز مشتق شده و در شکل (b) نمایش دادهشده است. با مقایسه شکل (a) با شکل (b) میتوان دید که دو خازن و دو دیود اضافه میشوند در طول دوره انتقال بخشی از انرژی ذخیرهشده سلف در یک خازن ذخیره میشود و بخشی از انرژی ذخیرهشده در سلف و خازن دیگر برای به دست آوردن بهره ولتاژ بسیار باال به خروجی منتقل میشوند. بااینحال بهره ولتاژ مبدل پیشنهادی دو برابر مبدل افزاینده دو فاز است. همچنین تنش ولتاژ روی هر دو کلید فعال و دیودها بسیار کوچکتر از ساختار قبلی است. عالوه بر این مبدل پیشنهادی دارای قابلیت اشتراکگذاری جریان یکسان بدون اضافه کردن مدارهای اضافی یا روشهای کنترل پیچیده است. جزئیات کامل اصول عملکرد به شرح زیر است.

3 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir (a) (b) شکل. (a) پیکربندی مبدل افزاینده دو فاز (b) پیکربندی مدل پیشنهادی. توپولوژی مبدل پیشنهادی مثل هر مبدل افزاینده dc در ضربان زدن دوره خروجی دارای نقص است. عالوه بر این هدف اصلی به دست آوردن بهره ولتاژ باال است و چنین مشخصهای تنها زمانی میتواند حاصل میشود که ضریب وظیفه در مد هدایت پیوسته CCM بیشتر از 0.5 باشد. ازاینرو تحلیل حالت دائم تنها برای این مورد انجام میشود. بااینحال با ضریب وظیفه کمتر از 0.5 یا در مد DCM انرژی کافی از سلف به خازنهای بالک کننده خازنهای خروجی و بار منتقل نمیشود درنتیجه ممکن نیست بهره ولتاژ باال با ضریب وظیفه کمتر از 0.5 به دست آورد. عالوه بر این با توجه به قانون تعادل بار خازنهای بالک کننده فقط با ضریب وظیفه بیشتر از 0.5 مبدل میتواند ویژگیهای اشتراک گزاری جریان خودکار داشته باشد که بتواند هرگونه نیاز به مدار کنترل اضافی جریان را از بین ببرد. از سوی دیگر هنگامیکه ضریب وظیفه کمتر از 0.5 است مبدل توانایی اشتراکگذاری جریان خودکار را ندارد این شرط باید در کنترل اشتراکگذاری جریان بین هر فاز موردتوجه قرار گیرد. اساسا اصول عملکرد مبدل پیشنهادشده را میتوان به چهار حالت عملیا یت میشود. بعضی از شکل موجهای عملکردی اصلی در شکل نمایش دادهشده است. بهمنظور سادهسازی تحلیل - تمام تجهیزات ایده ال هستند مدار مبدل پیشنهادشده بعضی از مفروضات به شرح زیر میباشد. - خازنها بهاندازه کافی بزرگ هستند بهطوریکه ولتاژ آنها را میتوان تقریبا ثابت در نظر گرفت. طبقهبندی کرد. عوض شدن سیگنالهای فرمان با یک تغییر فاز 80 درجه انجام 3

4 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir 3- این سیستم تحت حالت پایدار است و در مد ccm کار میکند و ضریب وظیفه بیشتر از 0.5 است برای دستیابی به هدف افزایش ولتاژ است. شکل. شکل موجهای عملکردی مبدل پیشنهادی در مدccm. حالت :(t0<t<t) برای حالت کلیدهای وS a, Db, Db روشن هستند S نمایش دادهشده است. در شکل (a)3 دیده میشود که به ترتیب هردو وD و Da به ترتیب در ولتاژ خازنهای VCA و VCB کلمپ میشوند و ولتاژهای دیودهای b منهای VCA کلمپ میشوند. وD Da همگی خاموش هستند. مدار معادل مربوطه در شکل (a)3 Da افزایش مییابند. ولتاژهای دیودهای و L برای ذخیره انرژی در L و il il و VC VCB منهای به ترتیب در ولتاژ خازنهای VC Db همچنین توان بار از خازنهای C و C تأمین میشود. معادالت حالت مربوطه به شرح زیر است: L di L L di L C A dv CA C B dv CB = V in = V in = 0 = 0 () () (3) ()

5 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir (a) (b) (c) شکل 3. مدار معادل مبدل پیشنهادی (a) حالت و (b) حالت (c) حالت 3. dv C C = (v C + v C ) R C dv C = (v C + v C ) R (5) (6) 5

6 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir حالت :(t<t<t) برای این حالت عملکردی کلید S همچنان هدایت میکند و S خاموش میشود. دیودهای Da و Db شروع به هدایت میکنند. مدار معادل مربوطه در شکل (b)3 به خازن خروجی و نمایش دادهشده است. در شکل (b)3 دیده میشود بخشی از انرژی ذخیرهشده در سلف L و همچنین CA در حال حاضر C و بار انتقال مییابد. در ضمن بخشی از انرژی ذخیرهشده در سلف L در CB ذخیره میشود. در این حالت ولتاژ خازن VC برابر جمع VCA است. بنابراین il همچنان بهطور مداوم افزایش مییابد و il خطی را کاهش مییابد. معادالت حالت مربوطه به شرح زیر است: VCB L di L L di L C A dv CA C B dv CB = V in = V in + v CA v C = V in v CB = i CB i L = i CA + i L dv C C = i CA (v C + v C ) R C dv C = (v C + v C ) R (7) (8) (9) (0) () () حالت (a)3 روشن هستند. مدار معادل مربوطه در شکل و S برای این مد عملکردی همانطور که در شکل 3 مشاهده میشود هر دو S :(t<t<t3) 3 نمایش دادهشده است. حالت a خاموش میشود. دیودهای همچنان هدایت میکند و S برای این مد عملکردی کلید S :(t3<t<t) وD Db شروع به هدایت میکنند. مدار معادل مربوطه در شکل (c)3 نمایش دادهشده است. در شکل (c)3 دیده میشود که بخشی از انرژی ذخیرهشده در سلف L و همچنین انرژی ذخیرهشده در CB در حال حاضر به خازن خروجی C و بار منتقل میشود. در ضمن بخشی از انرژی ذخیرهشده در سلف L در CA ذخیره میشود. در این حالت ولتاژ VCB خازن خروجی VC مربوطه به شرح زیر است: برابر است با جمع و.VCA بنابراین il همچنان بهطور مداوم افزایش مییابد و il بهطور خطی کاهش مییابد. معادالت حالت L di L L di L C A dv CA C B dv CB = V in v C + v CB = V in v CA = V in = i CB + i L = i CA i L dv C C = (v C + v C ) R (3) () (5) (6) (7) 6

7 وS The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir شکل موجهای اصلی عملکردی مبدل پیشنهادی در شکل نمایش دادهشده است. میتوان تنش ولتاژ پایین دو کلید فعال و چهار دیود و همچنین و اشتراکگذاری جریان یکنواخت را دید. 3. تجزیهوتحلیل حالت پایدار بهمنظور سادهسازی تحلیل عملکرد مدار مبدل پیشنهادشده درCCM فرضیههای مشابه در بخش قبلی اتخاذ خواهد شد.. 3. بهره ولتاژ با توجه به شکل (a)3 و (c) و از قانون ولت-ثانیه سلف L )یا ) L میتوان روابط زیر را به دست آورد: V in D + (V in V CA )( D) = 0 (9) V in D + (V in V CB )( D) = 0 (0) () همچنین از مدارهای معادل در شکل (b)3 و (c) میتوان ولتاژ VC و VC را از جایگزینی VCA و VCB در معادالت (9) و (0) به دست آورد. V C = V CA + V CB = D V in V C = V CA + V CB = D V in () V o = V C + V C = D V in از معادالت () و () نتیجه میگیریم ولتاژ خروجی را میتوان بهصورت زیر به دست آورد: (3) M = V o V in = D بنابراین نسبت تبدیل ولتاژ M مبدل پیشنهادی را میتوان بهصورت زیر به دست آورد: (). 3. تنش ولتاژ روی قطعات نیمههادی برای سادهسازی تجزیهوتحلیل تنش ولتاژ روی قطعات نیمههادی مبدل پیشنهادشده ریپل ولتاژ خازنها را نادیده میگیریم. در شکل (b)3 و (c) میتوان دید تنش ولتاژ روی کلیدهای فعال S را دید و همچنین میتوان با استفاده از معادالتی که در زیر آمده است تنش ولتاژها را به دست آورد: V S,max = V S,max = D V in (5) V S,max = V S,max = V o با قرار دادن (3) در (5) تنش ولتاژ روی کلیدهای قدرت فعال میتواند بهصورت زیر بیان شود: (6) از معادله (6) میتوان دید 7 که تنش ولتاژ کلیدهای فعال مبدل پیشنهادشده برابر با یکچهارم ولتاژ خروجی است. ازاینرو مبدل پیشنهادی میسر میسازد قطعاتی با نرخ ولتاژ پایینتر بهمنظور کاهش بیشتر تلفات کلید زنی و هدایت انتخاب کنیم.

8 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir همانطور که از مدار معادل شکل (a)3 همانطور که در معادالت (7) نشان دادهشده است. و (c) دیده میشود تنش ولتاژ مدارباز دیودهای Da, Da, Db وDb میتواند بهطور مستقیم به دست اید V Da,max = V Db,max = V Db,max = V o, V Da,max = V o (7) درواقع از (7) میتوان دریافت پایینتر بهمنظور کاهش تلفات هدایت استفاده کرد. که حداکثر استرس ولتاژ حاصل از دیودها برابر با VO/ است. ازاینرو در مبدل پیشنهادی میتواند از دیودهای ولتاژ 3.مشخصات 3. اشتراکگذاری جریان یکسان سلفهای ورودی L di L با استفاده از روش میانگین سازی فضای حالت میتوان روند قبلی را تکرار کرد تا متوسط معادالت حالت را بهصورت زیر به دست آورد: = V in ( D)V CA (8) L di L C A dv CA = V in ( D)V CB = ( D)C A(C eq I L (C + C B ) C eq I L C ) ( D)C AC B (C eq + C eq )(V C + V C ) C eq C eq C eq C eq R (9) (30) C B dv CB ( D)C B (C eq I L (C + C A ) C eq I L C ) = C eq C eq ( D)C A C B (C eq + C eq )(V C + V C ) C eq C eq R (3) C dv C = ( D)C (C A I L R (C A + C B )(V C + v C )) C eq R D(V C + V C ) R (3) C dv C = ( D)C (C B I L R (C A + C B )(V C + V C )) D (V C + V C ) RC eq R (33) جایی که VC VCB VCA il il و VC متوسط متغیرهای حالت را نشان میدهند VC VCB VCA IL IL و VC نشاندهنده مقادیر dc مربوطه CA = CB با انتخابCx C = C = I L = I L = ( D + DC y )I ( D)C o x هستند. C eq =C C A +C C B +C A C B و C eq =C C A +C C B +C A C B وR /( I O =(V C +V C = Cy میتوان راهحلهای مربوط برای به دست آوردن مقدار dc را بهصورت زیر دریافت کرد: (3) از (3) میبینیم که افزاینده ولتاژ پیشنهادی درواقع دارای قابلیت اشتراکگذاری یکسان جریان خودکار ذاتی دارد.. 3. مقایسه عملکرد 8

9 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir برای نشان دادن عملکرد مبدل پیشنهادی مبدل پیشنهادی با بعضی از مبدلهای پیشرفته افزاینده که در] 6, 9[ 8, معرفیشدهاند همانطور که در جدول نشان دادهشده مقایسه شده است. جدول بهطور مختصر بهره ولتاژ و تنش ولتاژ نرمالیزه شده کلیدهای فعال را نشان میدهد. جدول. مقایسه مشخصات حالت پایدار برای چهار مبدل. بهره ولتاژ تنش ولتاژ کلید ها تنش ولتاژ دیود ها تعداد ماسفت ها مبدل پیشنهادی 6 D مبدل پیشنهادی 8 3 D D 3 D 3 D مبدل پیشنهادی D D 3 + D 3 + D مبدل پیشنهادی D تعداد سلف ها تعداد دیود ها تعداد خازن ها. نتایج شبیهسازی برای سادهسازی درک قابلیتها و ارزیابی مبدل پیشنهادی یک نمونه اولیه با ولتاژ ورودی 5V و ولتاژ خروجی 00W 00V شبیه سازی همانطور که در شکل مربوطه دیگر در جدول نشان دادهشده است. فرکانس کلید زنی 0kHz فهرست شدهاند. انتخاب میشود و نرخ وظیفه هر دو کلید S و S برابر با 0.75 شده است و پارامترهای ساختار تغییریافته میتواند به طور مؤثر فرکانس کلید زنی را افزایش دهد و موجب کاهش ریپل ولتاژ ورودی و خروجی و همچنین مقدار انرژی ذخیرهشده در سلفها شود. شکل نتایج شبیهسازی شکل موجهای ازآنجاییکه جریان ورودی داد. برابر جمع L Iin وI جریان دو فاز سلفها را نشان میدهد. ریپل جریان سلفهای شبیهسازیشده در حدود A است. IL است واضح است که با تعویض کنترل دو فاز میتوان ریپل جریان ورودی و تلفات کلید زنی را کاهش جدول. پارامترهای اجزای سیستم شبیه سازی شده. اجزا مشخصات 53 μh 50V, RDS(on)=3m Ω 0uF/50V (RC=/6 mω) 50uF/50V (RC= mω) 60-05A سلفهای افزاینده (L,L) کلید های (S,S) خازنهای بالک کننده CB) (CA, خازنهای خروجی (C,C) دیودهای قدرت B) (D a, D b, D a, D 9

10 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir شکل. نتایج شبیهسازی شکل موجهای جریانهای il و.iL نتایج شبیهسازی شکل موجهای ولتاژ ورودی و خروجی در شکل 5 نشان دادهشده است. ولتاژهای ورودی 5V و خروجی 00V است. برای تأیید اعتبار تنش ولتاژ خازنها شکل موجهای خازنهای خروجی و خازنهای بالک کننده در شکل 6 نمایش شده است. در شکل 6 میبینیم که مبدل پیشنهادشده دارای تنش ولتاژ خازنهای خروجی و خازنهای بالک کننده برابر با نصف و یکچهارم ولتاژ خروجی است. شکل 5. نتایج شبیهسازی شکل موجهای ولتاژ ورودی و خروجی. 0

11 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir شکل 6. نتایج شبیهسازی شکل موجهای ولتاژهای خازنهای بالک کننده و خازنهای خروجی. بهطور مشابه برای بررسی صحت معادالت (6) شبیه سازی انجامشده است و نتایج در شکل 7 نشان دادهشده است. از شکل 7 میتوان دید که استرس ولتاژ کلیدهای فعال برابر با یکچهارم ولتاژ خروجی است. همچنین برای بررسی تنش ولتاژ خازنهای بالک کننده میتوان دید که مبدل پیشنهادی در حالت و عمل میکند ولتاژ خازنها CA و CB در Vin/-D کلمپ میشود و هنگامیکه مبدل پیشنهادی در حالتهای و 3 عمل میکند تمام دیودها خاموش میشوند و خازنها خازنهای CAو CB ایزوله و مدارباز میشوند ازاینرو ولتاژ خازنهای CA و CB ثابت نگهداشته میشود. همچنین بار خروجی عمدتا توسط A فرض کرد حتی اگر ظرفیتهای dc را میتوان مقادیر ثابت CB و CA تأمین میشود. بنابراین ولتاژهای و C C وC CB نسبتا کوچک باشد. شکل 7. نتایج شبیهسازی شکل موجهای تنش ولتاژهای V CA V DS V DS وCB V. نتایج شبیهسازی شکل موجهای ولتاژ دیودها در شکل 8 نشان دادهشده است. شکل 8 نشان میدهد که بیشینه ولتاژ عبوری دیودهای VDb VDa وVDb برابر 00V است. است که درواقع برابر نیمی از ولتاژ خروجی است. بیشینه ولتاژ عبوری از دیود VDa برابر 00 V است که درواقع برابر یکچهارم ولتاژ خروجی

12 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir شکل 8. نتایج شبیهسازی شکل موجهای تنش ولتاژهای VDa VDb VDa وVDb. در شکل 9 نتایج شبیهسازی شکل موجهای جریان دیودها نمایش دادهشده است. در توپولوژی پیشنهادی رکتیفایر های دیودی با ولتاژ کم برای کاهش تلفات هدایت استفاده میشوند. با توجه به کمک خازنهای بالک کننده ریپل جریان خروجی کاهش مییابد. شکل 9. نتایج شبیهسازی شکل موجهای جریانهای Da idb ida وi.iDb 5. نتیجهگیری در این مقاله یک مبدل dc-dc جدید افزاینده ولتاژ بدون ترانسفورماتور با بهره ولتاژ انتقال بزرگ و کاهش تنش ولتاژ نیمههادیها پیشنهادشده است. در توپولوژی پیشنهادی ساختار ورودی موازی خروجی سری استفادهشده است و از یک مبدل افزاینده متقارن دو فاز برای به دست آوردن بهره ولتاژ باال بدون بهکارگیری چرخه وظیفه باال استفادهشده است. مبدل پیشهادی نتها میتواند بهره ولتاژ باال به دست بیاورد بلکه تنش ولتاژ هر دو کلید فعال و دیودها را کاهش میدهد. این امر اجازه میدهد که برای کاهش تلفات انتقال و کلید زنی ماسفت ها و دیودهایی با ولتاژ نامی کمتری انتخاب کنیم. عالوه بر این با توجه به تعادل شارژ خازنهای بالک کننده مبدل ویژگی اشتراکگذاری همزمان برای دو فاز برای حالت افزایش ولتاژ بدون هیچ مدار اضافی یا روش پیچیده کنترلی ارائه میدهد. اصول اصلی عملکرد و تجزیهوتحلیل حالت پایدار با توپولوژیهای افزاینده ولتاژ ارائهشده اخیر مقایسه شده است. درنهایت یک نمونه اولیه 00V و ولتاژ خروجی 5V با ولتاژ ورودی 00W 6. مراجع برای تأیید اعتبار مبدل پیشنهادی شبیه سازی شده است.

13 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir ] [ R. Erikson and D. Maksimovic, "Fundamentals of power electronics: Kluwer academic," Norwell, USA, 00. ] [ Q. Zhao, F. Tao, F. C. Lee, P. Xu, and J. Wei, "A simple and effective method to alleviate the rectifier reverse-recovery problem in continuous-current-mode boost converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 6, pp , 00. ] 3[ Q. Zhao and F. C. Lee, "High-efficiency, high step-up DC-DC converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 8, pp , 003. ] [ W. Li and X. He, "Review of nonisolated high-step-up DC/DC converters in photovoltaic gridconnected applications," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 58, pp , 0. ] 5[ N. P. Papanikolaou and E. C. Tatakis, "Active voltage clamp in flyback converters operating in CCM mode under wide load variation," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 5, pp , 00. ] 6[ B.-R. Lin and F.-Y. Hsieh, "Soft-switching zeta flyback converter with a buck boost type of active clamp," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 5, pp. 83-8, 007. ] 7[ C.-M. Wang, "A novel ZCS-PWM flyback converter with a simple ZCS-PWM commutation cell," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 55, pp , 008. ] 8[ J.-M. Kwon and B -. H. Kwon, "High step-up active-clamp converter with input-current doubler and output-voltage doubler for fuel cell power systems," IEEE Transactions on Power Electronics, vol., pp. 08-5, 009. ] 9[ L. Zhu, "A novel soft-commutating isolated boost full-bridge ZVS-PWM DC DC converter for bidirectional high power applications," IEEE Transactions on Power Electronics, vol., pp. -9, 006. ] 0[ R.-J. Wai, W.-H. Wang, and C.-Y. Lin, "High-performance stand-alone photovoltaic generation system," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 55, pp. 0-50, 008. ] [ R.-J. Wai and W.-H. Wang, "Grid-connected photovoltaic generation system," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 55, pp , 008. ] [ M. Prudente,L. L. Pfitscher, G. Emmendoerfer, E. F. Romaneli, and R. Gules, "Voltage multiplier cells applied to non-isolated DC DC converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 3, pp , 008. ] 3[ F. Zhang, L. Du, F. Z. Peng, and Z. Qian, "A new design method for high-power high-efficiency switched-capacitor DC DC converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 3, pp , 008. ] [ W. Li, J. Wu, D. Wang, Y. Deng, and X. He, "A Family of Interleaved DC/DC Convert Deduced from a Basic Cell with Winding-Coupled Inductors for High Step-Up/Step-Down Conversions," in Power Electronics Specialists Conference, 007. PESC 007. IEEE, 007, pp ] 5[ B. Axelrod, Y. Berkovich, and A. Ioinovici, "Switched-capacitor/switched-inductor structures for getting transformerless hybrid DC DC PWM converters," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 55, pp , 008. ] 6[ W. Li, X. Xiang, C. Li, W. Li, and X. He, "Interleaved high step-up ZVT converter with built-in transformer voltage doubler cell for distributed PV generation system," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 8, pp , 03. ] 7[ C.-K. Cheung, S.-C. Tan, K. T. Chi, and A. Ioinovici, "On energy efficiency of switched-capacitor converters," IEEE transactions on power electronics, vol. 8, pp , 03. ] 8[ L.-S. Yang, T.-J. Liang, H.-C. Lee, and J.-F. Chen, "Novel high step-up DC DC converter with coupled-inductor and voltage-doubler circuits," IEEE Transactions on industrial Electronics, vol. 58, pp , 0. 3

14 The th Symposium on Advances in Science and Technology (thsastech), Mashhad, Iran. thsastech.khi.ac.ir ] 9[ S.-K. Changchien, T.-J. Liang, J.-F. Chen, and L.-S. Yang, "Novel high step-up DC DC converter for fuel cell energy conversion system," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, pp , 0. 0 ] 0[ Y.-P. Hsieh, J.-F. Chen, T.-J. Liang, and L.-S. Yang, "A novel high step-up DC DC converter for a microgrid system," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 6, pp. 7-36, 0. ] [ E. H. Ismail, M. A. Al-Saffar, A. J. Sabzali, and A. A.Fardoun, "A family of single-switch PWM converters with high step-up conversion ratio," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 55, pp. 59-7, 008. ] [ W. Li and X. He, "ZVT interleaved boost converters for high-efficiency,high step-up DC DC conversion," IET Electric Power Applications, vol., pp. 8-90, 007. ] 3[ W. Li, Y. Zhao, J. Wu, and X. He, "Interleaved high step-up converter with winding-crosscoupled inductors and voltage multiplier cells," IEEE transactions on power electronics, vol. 7, pp. 33-3, 0. ] [ G. A. Henn, R. Silva, P. P. Praca, L. H. Barreto, and D. S. Oliveira, "Interleaved-boost converter with high voltage gain," IEEE transactions on power electronics, vol. 5, pp , 00. ] 5[ W.Li, Y. Zhao, Y. Deng, and X. He, "Interleaved converter with voltage multiplier cell for high step-up and high-efficiency conversion," IEEE transactions on power electronics, vol. 5, pp , 00. ] 6[ Y. Jang and M. M. Jovanovic, "Interleaved boost converter with intrinsic voltage -doubler characteristic for universal-line PFC front end," IEEE Transactions on Power Electronics, vol., pp. 39-0, 007. ] 7[ S. Lee, P. Kim, and S. Choi, "High step-up soft-switched converters using voltage multiplier cells," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 8, pp , 03. ] 8[ L.-S. Yang, T.-J. Liang, and J.-F. Chen, "Transformerless DC DC converters with high step-up voltage gain," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 56, pp. 3-35, 009. ] 9[ A. A. Fardoun and E. H. Ismail, "Ultra step-up DC DC converter with reduced switch stress," IEEE transactions on industry applications, vol. 6, pp , 00.